Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

В данной статье представляется новое поколение электронных источников сварочного тока (ИСТ), включающих в себя инверторы с «мягким» режимом коммутации, работающие на высокочастотных трансформаторах. Подобные инверторы имеют малый вес, надежны, гибкие в эксплуатации, обеспечивают хорошую эффективность, высокую скорость реакции и надежность управления. Примененный алгоритм управления инвертором позволяет обеспечить корректную работу при любом состоянии нагрузки и источника питания, малые потери в режиме холостого хода и автоматическое восстановление рабочего состояния после аварии по питающей сети. Представляется также прототип промышленного источника сварочного тока, имеющего напряжение холостого хода 80В, максимальный сварочный ток – 130А при частоте коммутации 80 кГц.

От современных ИСТ требуются малый вес, надежность, безопасность, дешевизна и гибкость в эксплуатации. Качество сварки должно быть обеспечено независимо от используемых материалов и параметров окружающей среды ( температура, влажность и т.д.). Более того, электрод должен быть предохранен от протекания по нему какого-либо тока в нерабочем режиме.

Для выполнения указанных требований важно обеспечить: широкий диапазон регулирования сварочного тока, а это, обычно, 3% - 100% от максимального значения, что нужно для увеличения гибкости и возможностей оборудования; высокую эффективность для исключения принудительного охлаждения; высокую частоту коммутации для минимизации веса ИСТ; достаточно высокий коэффициент мощности, что необходимо для получения максимальной мощности от питающей сети с учетом существующих стандартов; автоматическую адаптацию под различные условия работы, быстроту реакции на изменения нагрузки и устойчивость к аварийным режимам.

Эти требования могут быть выполнены только с использованием высокочастотных инвертеров с «мягкой» коммутацией. В рамках описанного подхода, в данной работе представляется решение на базе резонансного инвертора на MOSFET, работающего выше частоты резонанса силового контура, включающего ВЧ-трансформатор и нагрузку. Это решение, минимизирующее токи обратного восстановления и коммутационные потери диодов, позволяет использовать высокие частоты переключения транзисторов инвертора при малых коммутационных перегрузках и при высокой эффективности преобразователя. Более того, достигается высокая степень использования магнитопровода трансформатора и естественное ограничение инвертером тока короткого замыкания.

СХЕМОТЕХНИКА И РАБОТА ИНВЕРТОРА

Топология инвертора показана на Рис.1. На показанной схеме можно выделить несколько функциональных блоков (частей).

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

Рис.1 Топология резонансного инвертора


Входная часть: включает в себя неуправляемый выпрямитель и конденсатор фильтра Cd (напряжение +300В питания инвертора). Емкость этого конденсатора рассчитывается обычно так, чтобы при полной нагрузке обеспечить пульсации напряжения на Cd 25% - 30%. Это делается для увеличения времени, в течение которого диоды первичного выпрямителя находятся в проводящем состоянии. Это приводит к увеличению величины коэффициента мощности, но приводит к необходимости уменьшать коэффициент трансформации N ВЧ-трансформатора (N=w1/w2), что в свою очередь приводит к росту тока первичной обмотки и ключевых транзисторов. Разумеется, вместо подобного выпрямителя возможно использования активного корректора коэффициента мощности, но такое решение приводит к неприемлемому росту стоимости устройства. Инвертер: при нормальных условиях работы, полумостовой инвертер работает на тактовой частоте выше частоты резонанса контура, поэтому полное сопротивление контура имеет индуктивный характер. Причем ток контура отстает по фазе от напряжения на выходе инвертора. Это обеспечивает «мягкое» переключение body-диодов MOSFET транзисторов и, следовательно, малые токи обратного восстановления и коммутационные потери. Поэтому медленные body-диоды полевых транзисторов могут использоваться в качестве D1 и D2 даже на высоких частотах. Так как коммутация транзисторов происходит при нулевом напряжении «сток-исток», то потери при включении очень малы. Потери при выключении в принципе малы из-за индуктивного характера нагрузки инвертора. Однако, все эти коммутационные потери могут быть еще уменьшены за счет применения соответствующих снабберных цепей, устанавливаемых между стоком и истоком ключевых транзисторов.

Резонансный контур: Как видно из Рис.1, используется резонансный контур LCС – типа, то есть состоящий из индуктора Lr и «расщепленной» емкости, в которую входит Cp параллельно обмотке трансформатора) и конденсатор Cs (состоит из двух одинаковых конденсаторов Cs/2, включенных параллельно по переменному току). У этой топологии есть несколько преимуществ по сравнению с обычными резонансными конвертерами, как с последовательным резонансом (SRC: первичная обмотка включена последовательно с резонансным контуром), так и с параллельным резонансом (PRC: первичная обмотка включена параллельно с конденсатором резонансного контура). Предлагаемая топология более селективна, она обеспечивает более широкий диапазон регулировки тока нагрузки для данного диапазона изменения тактовой частоты инвертора. Более того, при правильном выборе компонент резонансного контура возможно сохранить некоторые положительные свойства и SRC (ограничение тока короткого замыкания) и PRC (управляемость и регулируемость при отсутствии нагрузки), при этом слабые места «обычных» резонансных топологий могут быть преодолены: ограниченный диапазон регулирования для SRC, потери при работе на холостом ходе и возможность насыщения трансформатора для PRC.

В частности:
1. при максимальной нагрузке поведение резонансной части схемы определяется индуктором Lr и емкостью Cs, так как Cp зашунтирована малым импедансом нагрузки. Аналогичная ситуация наблюдается для SRC;
2. на холостом ходе резонансный ток мал, но не нулевой (течет через Cp). Таким образом не нарушается управляемость инвертора в отличие от SRC, а ключевые потери малы, в отличие от PRC;
3. при коротком замыкании, что является нормальным режимом для ИСТ, ток через резонансный контур ограничен импедансом Lr и Cs, величину тока короткого замыкания легко удерживать на необходимом уровне подстройкой тактовой частоты инвертора.

Трансформатор: предложенная топология оптимизирует использование трансформатора по нескольким причинам. Во-первых, передача максимальной мощности в нагрузку происходит при минимальной частоте инвертора, в то время, как более высокие тактовые частоты требуются только при малых нагрузках. Во-вторых, из-за наличия последовательно с первичной обмоткой конденсатора отсутствует постоянная составляющая индукции в магнитопроводе трансформатора, поэтому возможно максимально использовать сердечник при его перемагничивании. В-третьих, форма тока и напряжения на обмотках – синусоидальная, что обеспечивает малые потери и нагрузку на трансформатор. В-четвертых, паразитные реактивности трансформатора не влияют на работу инвертора (складываются с реактивностями резонансного контура), что упрощает разработку трансформатора.

Выходная часть: диоды выходного выпрямителя работают на высокой частоте, но благодаря синусоидальной форме, напряжение на диодах нарастает медленно после их выключения. Таким образом, потери на восстановление ограничены. Емкость конденсатора выходного фильтра C0 обычно очень маленькая, этот конденсатор нужен лишь для подавления помех, возникающих при горении дуги из-за индуктивности подводящих проводов к держателю электрода.

Нагрузка: напряжение холостого хода определяется типом электрода, а сварочный ток определяет скорость плавления электрода.

РАБОТА ИНВЕРТОРА И РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

Рис.2 Эквивалентная схема LCC-инвертора


Для анализа работы инвертора в установившемся режиме обратимся к схеме на Рис.2, где все переменные будем считать синусоидальными, а выходная часть схемы представлена эквивалентным сопротивлением RE, включенным последовательно с источником напряжения ue. Здесь же инвертер будет представлен просто источником напряжения ui, которое соответствует основной гармонике (to the fundamental components of actual inverter voltadge) на тактовой частоте Fsw. Пусть Ud – напряжение питания инвертора, а Ui – среднеквадратичное (эффективное) значение величины ui, тогда:

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

Можно видеть, что U0 равно выпрямленному напряжению вторичной обмотки трансформатора. Более того, в установившемся режиме, U0 равно постоянной составляющей напряжения на нагрузке. В случае электрической дуги, нагрузку можно представить в виде источника напряжения с постоянным напряжением UL (десятки вольт) последовательно с резистором RL (десятки миллиом). Такая схема замещения дуги экспериментально подтверждена. Соответственно, мы считаем, что:

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

Где N = N1/N2 – коэффициент трансформации, Up - эффективное значение up-напряжения на первичной обмотке. Отметим, что пульсации тока нагрузки IL считаются равными нулю. Фактически, при низком напряжении на нагрузке (десятки вольт) и высокой частоте коммутации (порядка 100кГц) малая индуктивность подводящих к электроду проводов (десятки микрогенри) достаточна для обеспечения фильтрации тока нагрузки. Таким образом, ток первичной обмотки i1 имеет прямоугольную (rectangular) форму с амплитудой IL/N и его основная гармоника (fundamental component) равна:

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

поскольку в уравнениях, приведенных выше, UE по фазе совпадает с I1, мы можем представить нагрузку в виде единственного эквивалентного резистора RT, определенного следующим образом:

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

Легко убедиться, что оба представления нагрузки удовлетворяют условию баланса мощьности. Короткое замыкание нагрузки: при этих условиях собственная резонансная частота контура становится:

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

При этом регулировка выходного тока инвертора в режиме «к.з.» осуществляется изменением тактовой частоты в соответствие с выражением:

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

Амплитуда резонансного тока описывается выражениями, подобными (5d) и (5e). Эти уравнения показывают, что для того, чтобы избежать существенных вариаций тактовой частоты при работе инвертора на реальную нагрузку емкость конденсатора Cp должна быть достаточно большой. С другой стороны, увеличение Cp приводит к увеличению тока в контуре на холостом ходе, что приводит к нежелательным потерям на холостом ходе. Следовательно, выбор номинала Cp необходимо производить на основе компромисса.

Максимальная нагрузка: в этих условиях импедансом Cp можно пренебречь. Тогда:

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

Коэффициент передачи инвертора: в общем случае коэффициент передачи может быть рассчитан в соответствие с выражением:

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

где Zp – импеданс параллельных Cp и RT, ZS – импеданс последовательных LS и CS (величиной RS обычно можно пренебречь). На Рис. 3 показана зависимость коэффициента передачи инвертора в соответствие с выражениями, приведенными выше, от частоты. Q-фактор при коротком замыкании нагрузки определяется как:

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

Соответственно, низкой величине Q соответствует большое значение RT, то есть при отсутствии нагрузки выходное напряжение становится максимальным. При больших значениях Q-фактора, то есть при коротком замыкании, выходное напряжение падает.

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

Рис.3 Коэффициент передачи инвертора по переменному току при разных Q


Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

Рис.4 Блок схема управления инвертером


АЛГОРИТМ УПРАВЛЕНИЯ ИНВЕРТОРОМ

Блок схема инвертора показана на Рис.4 и включает в себя несколько функциональных узлов, необходимых для обеспечения корректного поведения ИСТ во всех режимах. Данный алгоритм управления может быть реализован с помощью простой схемотехники и адаптирован к любым параметрам конкретной схемы инвертора, источнику питания и параметрам нагрузки. Рассмотрим работу схемы управления инвертора.

Регулирование по току нагрузки: ток нагрузки измеряется с помощью трансформатора тока, включенного во вторичную обмотку силового трансформатора. Хотя более удобной с практической точки зрения является установка трансформатора тока в первичную цепь трансформатора, но измерение тока нагрузки в первичной цепи не возможно, т.к. это повлияет на точность измерения тока нагрузки. Сигнал с трансформатора тока выпрямляется, фильтруется и сравнивается с опорным значением Iref . Затем сигнал ошибки подается на пропоционально-интегральный усилитель (PI amplifier), который своим выходным напряжением управляет частотой задающего генератора (VCO).

Среди различных возможным вариантов непосредственное управление частотой было выбрано по причине своей простоты, с учетом того, что в нашем случае динамические характеристики не критичны и стабильность может быть получена за счет ограничения полосы пропускания петли обратной связи по току нагрузки.

При таком алгоритме управления если сопротивление нагрузки уменьшается, ток контура стремится возрасти и система отвечает повышением тактовой частоты. Это приводит к уменьшению коэффициента передачи инвертора (см. Рис.3), что компенсирует изменения величины сопротивления нагрузки и поддерживает ток нагрузки в соответствии с Iref. Аналогично система ведет себя при увеличении сопротивления нагрузки: тактовая частота снижается, что приводит к увеличению коэффициента передачи инвертора по переменному току.

Ограничение тактовой частоты инвертора: достигается ограничением максимального и минимального значения усиленного сигнала ошибки VF. В частности, в предложенной схеме VFmax соответствует fmin и VFmin соответствует fmax. Минимальный ток нагрузки: величина максимальной тактовой частоты fmax определяет уровень минимального тока нагрузки и должна быть выбрана с учетом возможностей примененных ключевых элементов. Так как fmax связана с частотой fnl (no load) и с величиной Q-фактора Qnl, то необходимо очень внимательно отнестись к выбору fmax при расчете параметров резонансного контура.

Автоматический выход преобразователя из аварийного режима: ограничение тактовой частоты минимальным значением fmin полезно и, теоретически, позволяет избежать заход инвертора на частоты ниже резонансной частоты контура, где управление инвертером становится неустойчивым. Но, фактически, при работе преобразователя на тактовой частоте, меньшей, чем резонансная частота контура, дальнейшее снижение тактовой частоты приводит к уменьшению тока, что приводит к увеличению сигнала ошибки по току, что приводит к еще большему уменьшению тактовой частоты схемой управления. На практике (см. Рис.3) нет простого способа избежать «захода» инвертора в область ниже частоты собственного резонанса контура только «правильным» выбором fmin. Реально, резонансная частота fnl на холостом ходе может быть выше частоты fn при максимальной (rated) нагрузке. Отключение нагрузки может по этой причине «загнать» систему ниже собственной резонансной частоты контура.

Действительно, в нашей схеме управления fmin установлена ниже частоты резонанса, что служит несколько иной цели: это позволяет реализовать автоматическое восстановление работоспособного состояния инвертора, независимо от причин, повлекших потерю управления. Предположим, что из-за неожиданной просадки напряжения питания, инвертер не может обеспечить заданный ток в нагрузке. Система управления отвечает снижением тактовой частоты, которая «падает» ниже собственного резонанса контура. Инвертер оказывается в зоне неустойчивой работы и его тактовая частота снижается до fmin. После этого интегратор ПИ-усилителя ошибки сбрасывается в исходное состояние (reset) сигналом, поступившим от блока ограничения (Limiter block) и напряжение ошибки VF cпадает до значения VFmin, соответствующее частоте fmax. После этого тактовая частота инвертора быстро возвращается в область частот выше резонанса контура и нормальное управление восстанавливается, инвертер становится способен адекватно отрабатывать изменения нагрузки. В противном случае весь процесс повторяется до тех пор, пока не будет устранена причина аварийного поведения схемы управления.
Исключение возможности работы инвертора ниже частоты собственного резонанса: чтобы исключить такой режим работы производится отслеживание фазового сдвига между прямоугольным сигналом с выхода задающего генератора, управляемого напряжением (VCO), который управляет работой ключевых транзисторов, и током вторичной обмотки трансформатора. Когда фаза этих сигналов приближается к нулю (состояние резонанса), фазовый детектор (Phase Detector) и блок подстройки опорного сигнала (RefeRence Adjustment Block) вырабатывают ступенчатый сигнал, который временно уменьшает величину опорного сигнала тока нагрузки Iref. Таким образом, ток нагрузки снижается, а частота коммутации увеличивается до тех пор, пока не закончится переходный период.

Теоретически, ток резонансного контура iR на первичной стороне трансформатора мог бы быть измерен вместо тока во вторичной обмотке i2 для детектирования приближения тактовой частоты к резонансу. На практике, приближение тактовой частоты к резонансу происходит при максимальной мощности в нагрузке, когда токи текут через емкость Cp и током намагничивания трансформатора можно пренебречь. Тем не менее, измерение тока во вторичной цепи является более корректным.

Ограничение выходного напряжения: для обеспечения корректной работы инвертора в качестве ИСТ и в соответствии со стандартами безопасности выходное напряжение в режиме холостого хода должно быть в пределах 60 – 80В. Для этого применен принцип “bang-bang” управления выходным напряжением u0: при возрастании выходного напряжения выше допустимого уровня инвертер останавливается сигналом с блока запрета (Enable block). После снижения напряжения на выходе (используется компаратор с гистерезисом) сигнал запрета снимается, и инвертер снова запускается.

Работа инвертора в «спящем» режиме (standby mode): если ток нагрузки равен нулю, то система переходит в ждущий («спящий») режим. Инвертер находится в выключенном состоянии, но периодически запускается на несколько периодов тактовой частоты для контроля наличия или отсутствия тока нагрузки. Сигнал запуска повторяется с периодичностью единицы герц, поэтому потребляемая мощность в этом режиме очень мала.

Предотвращение замыкания электрода: при замыкании электрода возникает режим короткого замыкания, что детектируется датчиком напряжения на нагрузке. Быстрый рост тока нагрузки на 20-30% приводит к плавлению в области сваривания детали и отключению электрода. Поэтому реакция на такие резкие изменения тока нагрузки должна быть достаточно быстрой со стороны схемы управления и полоса пропускания по цепи обратной связи по току должна составлять порядка 1кГц.

РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ СИЛОВОЙ ЧАСТИ РЕЗОНАНСНОГО ИНВЕРТОРА

Этот раздел представляет упрощенную процедуру расчета для предварительной разработки инвертора. Конденсатор входного фильтра питания: как уже говорилось, номинал этого конденсатора выбирается на основе компромисса между необходимостью получения достаточного коэффициента мощности с одной стороны и разумным уровнем переменной составляющей напряжения (пульсации) на конденсаторе, с другой. Для выбора емкости Cd используется диаграмма, приведенная на Рис.5, на котором показана зависимость коэффициента мощности, напряжения пульсаций ud от параметра w:

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

Рис.5


Тоесть связь между пиковой энергии, запасаемой конденсатором (Us – амплитудное значение напряжения питания) и энергией, передаваемой в нагрузку с максимальной мощностью PLn при периоде сетевой частоты TS.

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

где LS – индуктивность в цепи питания, если таковая имеется.

Рабочая частота инвертора: рабочая частота fr определяется как входной параметр при разработке устройства. Она выбирается исходя из имеющейся элементой базы по ключевым приборам, с учетом требований к массо-габаритным параметрам, КПД, стоимости.

Коэффициент трансформации силового трансформатора: выбирается таким образом, чтобы на выходе инвертора обеспечивалось требуемое напряжение при минимальном напряжении питающей сети и, одновременно, максимальной нагрузке. При этих условиях инвертер работает ниже резонанса и емкостью Cp можно пренебречь, поэтому напряжение на первичной обмотке достигает величины выходного напряжения инвертора Можно получить:

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

где Udmin – минимальное допустимое значение Ud.

На практике, следует учесть падение напряжения на различных элементах схемы. Особенности работы на высоких частотах коммутации приводят к накладываниям по времени интервалов проводящего состояния выходных диодов, что происходит из-за наличия индуктивности рассеивания. При максимальном токе нагрузки ILn соответствующее падение напряжения Ux будет равно:

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

где Lx – индуктивность рассеивания трансформатора. Эта проблема частично может быть решена перемещением конденсатора Cp во вторичную обмотку трансформатора, с учетом коэффициента трансформации. Это уменьшает эффекты, возникающие из-за наличия индуктивности рассеивания, но вызывает увеличение тока, текущего по обмоткам трансформатора.

Параметры резонансного контура: для данной рабочей частоты fr параметры резонансного контура fn и Q, а также отношение Cp/Cs выбираются с помощью графиков на Рис.3

С учетом следующих моментов:
- увеличение отношения fr/fn увеличивает voltadge margin, в частности, коэффициент передачи по напряжению инвертора при f = fn должен быть достаточно большим, чтобы скомпенсировать любые колебания напряжения питающей сети;
- увеличение добротности контура делает его более избирательным ( отношение fr/fn можно уменьшить), но приводит к большим перенапряжениям на элементах контура (UCs ~ QUi) и делает регулирование более трудным.
- увеличение отношения Cp/Cs делает коэффициент передачи инвертора по напряжению менее зависимым от величины нагрузки, но приводит к большим токовым нагрузкам на элементы схемы;

Относительно последнего аспекта, в Табл.1 даны величины дополнительного тока в зависимости от отношения Cp/Cs. Где IR0 – эффективный максимальный ток резонансного контура при Cp = 0, IRn – тот же ток при наличии Cp. Отметим, что относительный рост токовых нагрузок имеет место при Cp/Cs больше 1. После того, как были выбраны fn и Q, значения Zn, LR и Cs легко рассчитываются.

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ

Был изготовлен прототип инвертора на MOSFET – транзисторах со следующими параметрами: напряжение холостого хода U0 = 80В, напряжение при максимальной нагрузке ULn = 30В при максимальном токе нагрузки ILn = 130A. Тактовая частота инвертора при полной нагрузке была выбрана равной fr = 80кГц. На основании данных на Рис.3 были выбраны следующие значения:

fn = 0.9fr
Q = 3
Cp = Cs

На основании этих параметров были получены следующие параметры резонансного контура инвертора:

LR = 11
Cp = 470nF
Cs = 470 nF

C0 = 10
Cd = 2000
N = 3

Типичные осциллограммы сигналов показаны на Рис.6-8.

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

Рис.6 Осциллограммы.


На Рис.6 показано поведение резонансного контура: напряжение сток-исток uDS ключевых транзисторов, резонансный ток iR, резонансные напряжения на конденсаторах up и us (только переменная составляющая). Отметим отсутствие выбросов напряжения на осциллограммах и синусоидальную форму токов и напряжений, несмотря на высокую частоту коммутации.

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

На Рис.7 показано поведение напряжения и тока нагрузки в момент начала процесса сварки (переходной режим резкого изменения нагрузки от ХХ до некоего установившегося режима).

На Рис.8 показано поведение напряжения и тока нагрузки при снятии нагрузки и прекращении процесса сварки.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Предложена топология резонансного LCC – инвертора, которая удобна для использования в качестве источника сварочного тока. Инвертер работает на тактовой частоте выше частоты собственного резонанса колебательного контура. Контроллер обеспечивает алгоритм управления, соответствующий назначению инвертора. Тестирование промышленного прототипа инвертора подтвердили его высокую эффективность, высокую удельную мощность на единицу объема, повторяемость и экономическую эффективность.


Кроме статьи "Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора" смотрите также:

Источники питания сварочной дуги
Как сделать сварочный инвертор своими руками
Простой регулятор сварочного тока
Инверторная сварка своими руками
Использование сварочного дросселя

  Просмотров: 1510,   Комментариев: 0    

Добавление комментария

Через вконтакте:

Через сайт nanolife.info:

Ваше Имя:  Ваш E-Mail: 
Полужирный Наклонный текст Подчеркнутый текст Зачеркнутый текст | Выравнивание по левому краю По центру Выравнивание по правому краю | Вставка смайликов Вставка ссылкиВставка защищенной ссылки Выбор цвета | Скрытый текст Вставка цитаты Преобразовать выбранный текст из транслитерации в кириллицу Вставка спойлера
Вопрос:   Сколько будет двaдцaть плюс сто (ответ можно написать цифрами)? Ответ:   

Опрос

Какой сваркой вы чаще пользуетесь?

Другой вид сварки
Дуговая сварка
Плазменная сварка
Газовая сварка
Лазерная сварка
Электрошлаковая сварка

 

Популярное

Неисправности сварочных инверторов чаще всего вызваны либо неграмотной, либо небрежной эксплуатацией, поскольку это достаточно надежные аппараты ...

Подробнее...

Плавящийся электрод для ручной ...

Подробнее...

Большинство современных сварочных аппаратов имеют в своей конструкции блок выпрямительных диодов, что, в свою очередь, обеспечивает ...

Подробнее...

Заболевание, вызванное действием вредных условий труда, классифицируется как профессиональное заболевание. Профессиональное отравление также относятся к профессиональным ...

Подробнее...

Графики, поясняющие процесс сварки постоянным током (б) ...

Подробнее...